Драйвер регулятора постоянного тока полумостовой

Простой ключевой предрегулятор напряжения на полумостовом драйвере

Известно, что мощные аналоговые полупроводниковые стабилизаторы выходного напряжения, в т.ч. и регулируемые, – энергетически неэффективны ввиду принципа своего действия, моделирующего работу обычного мощного двухкомпонентного регулируемого делителя (или потенциометра) с обратной связью по напряжению и току, где первым компонентом делителя является мощный регулирующий полупроводниковый элемент (РЭ) собственно стабилизатора, вторым – нагрузка, включенная последовательно с регулирующим элементом (рис.1).

РЭ, благодаря ОС, поддерживает необходимое напряжение на нагрузке, обеспечивая падение избыточного напряжения на собственных точках входа-выхода и, как следствие, мощности, равной произведению падения напряжения на РЭ на ток, проходящий по цепи РЭ-НАГРУЗКА. При этом КПД подобных стабилизаторов является переменным и близок к максимуму при максимальном выходном напряжении (минимум падения на РЭ) и минимален при большой разнице между входным и выходным напряжением. Падение избыточного напряжения на РЭ даже при незначительных токах, проходящих через него, превращают РЭ фактически в нагревательный элемент и поэтому трудно представить любой аналоговый мощный стабилизатор без радиаторов охлаждения. В процессе эволюции таких стабилизаторов (как линейных, так и регулируемых) происходило немало всевозможных улучшений для повышения их КПД, снижение рассеиваемой мощности на регулирующих элементах. Одним из таких улучшений является применение предварительного импульсного регулятора напряжения (ПРН), отслеживающего падение напряжение на РЭ (рис.2) и ограничивающего его значение оптимальной (для конкретного РЭ) величиной при том, что регулируемый аналоговый стабилизатор (РАС) выполняет свои функции в обычном режиме. Один из таких ПРН представлен на рис.3 и предназначен для совместной работы с любым из мощных РАС / ЛБП.

ПРН является ключевым (релейным) источником напряжения, жестко привязанному к значению выходного напряжения РАС посредством контроля значения падения напряжения на его РЭ, прекращая подачу напряжения на РАС при достижении максимума установленного значения падения напряжения на РЭ и восстанавливая напряжение на входе РАС при установленных минимальных значениях падения напряжения.

ПРН выполнен на базе полумостового драйвера IRF2111, имеющего на входе пороговый элемент с триггером Шмитта (ТШ), способного работать с логическими уровнями ТТЛ- и КМОП-серий логических микросхем по входу и выходные буферизированные каскады верхнего и нижнего уровней для непосредственного импульсного управления затворами мощных полевых транзисторов (ПТ) MOSFET-структуры, где каскад верхнего уровня выполнен по схеме с так называемым бустрепным питанием, развязывающим управляющие сигналы верхнего и нижнего уровней в широком диапазоне питающих напряжений, подаваемых на сток ПТ верхнего плеча. Принцип работы данного ПРН прост. Входной узел, отслеживающий напряжение на РЭ любого из РАС выполнен на оптроне VO1, светодиод которого погашен до момента достижения на нем напряжения, необходимого для появления тока зажигания светодиода. Транзистор оптрона VO1 до зажигания светодиода заперт, и на входе IN (вывод 2) микросхемы драйвера (U1) присутствует высокий логический уровень (H), обеспеченный подачей на IN напряжения питания через резистор R1. В соответствии с входным уровнем на выводе 2, на выходе нижнего уровня, являющегося инверсным по отношению к входу, (вывод 4) присутствует низкий логический уровень (L), а на выходе верхнего уровня (вывод 7) – H (относительно бустрепной шины питания VS микросхемы – вывод 6). Таким образом, транзистор Q2 верхнего плеча полумоста – открыт, пропуская входное напряжение с собственного стока на накопительный дроссель L1, а транзистор Q3 нижнего плеча полумоста – заперт и не влияет на работу схемы. Ток через дроссель L1 заряжает конденсатор С6 до значения Uвых+Uрэ, где Uвых – установленное значение выходного напряжения РАС, а Uрэ – падение напряжения на регулирующем элементе РАС, определяемое суммой падений напряжения на светодиоде оптрона VO1, последовательно включенных диодах D5, D7, резисторе R8. Сумма напряжения на этих компонентах для нормальной работы РАС не должна быть ниже максимального значения напряжения насыщения транзистора РЭ и в идеале должна составлять Uнас.макс+1В. Для большинства случаев при использовании в качестве РЭ современных кремниевых мощных транзисторов, пороговое значение падения напряжения на РЭ, при котором должен загораться светодиод оптрона может составлять 2-3,5В. При зажигании VO1, транзистор оптрона открывается и логические уровни (они же управляют ПТ) на выходе драйвера меняют свои состояния на противоположные (с учетом гистерезиса встроенного в микросхему драйвера триггера Шмитта), переводя ПТ верхнего плеча в запертое состояние, нижний ПТ при этом открывается, разряжая конденсатор С6 через дроссель на общий провод питания до момента прекращения свечения светодиода оптрона, после чего коммутационный цикл ПРН повторится. Частота ПРН будет зависеть от множества факторов и будет подвержена изменениям в зависимости от индуктивности дросселя L1, емкости конденсатора С6, примененного оптрона и параметров цепи его светодиода, тока нагрузки, значений входного и выходного напряжения. Это справедливо практически для всех ключевых источников питания с изменяемыми выходными параметрами. Для ПРН на рис.3 (индуктивность дросселя 600мкГн, емкость конденсатора на входе РАС – 2200мФ, входное напряжение – 45В, выходное напряжение РАС – 30В) при совместной работе с китайским РАС, частота при отсутствии нагрузки составила 7400Гц. При том же выходном напряжении и токе нагрузки 3А, частота ПРН составила 18кГц. При этом пульсации с частотой коммутации ПРН на выходе РАС не превысили 3мВ. Во всем диапазоне выходных напряжений (0-40В) и токе нагрузки от 0 до 3А, падение напряжения на РЭ РАС (транзистор 2N3055) не превысило значения 3,4В. Температура РЭ не превышала 30 о C после 30 минут работы при токе нагрузки 3А. Правда и радиатор охлаждения при этом был достаточно большим. При использовании дросселя индуктивностью 47мкГн минимальная частота составила около 9кГц, максимальная – 68кГц; с дросселем 150мкГн диапазон частот ПРН составил 8-33кГц.

Печатная плата для ПРН не разрабатывалась, монтаж устройства выполнялся на макетной плате размером 6Х4см с выносом корпусов силовых компонентов (мощные транзисторы, дроссель) за пределы платы. При сборке ПРН необходимо минимизировать длины всех соединительных проводников, а шины питания должны быть достаточно большого сечения (или ширины). Транзисторы ПРН должны быть установлены на небольшой радиатор через изолирующие теплопроводные прокладки, а радиатор должен быть заземленным для некоторого снижения уровня “эфирных” помех. Дроссели использовались готовые кольцевые от различных силовых устройств с индуктивностью от 47мкГн до 1мгн, внешним диаметром от 36 до 45мм. Минимальное сечение сердечников используемых дросселей составляло 1см 2 , максимальное – 1,8см 2 ; минимальная площадь окна кольца составляла 2,6см 2 , максимальна – около 5см 2 . Дроссель желательно поместить в экран, если ПРН планируется для использования в ЛБП – для минимизации наводок. Смонтированный ПРН должен иметь минимальную длину проводников при соединении с РАС.

Основные свойства ПРН таковы (при условии использования указанных на схеме деталей): входное напряжение 20-80В; ток – до 10А; частота коммутации 0-100кГц (значение, проверенное внешним генератором). При совместном использовании с РАС максимальный КПД РАС может быть повышен до 70-85%. Надежность мощных компонентов РАС повышается ввиду снижения температуры нагрева, отпадает необходимость в использовании громоздких радиаторов, а, значит, возможно и общее снижение веса комбинированного изделия (ПРН-РАС). Изначальные параметры РАС (или ЛБП) при этом сохраняются.

На рис.4 и рис.5 изображены схемы ПРН на драйверах IR2104 и IR2184 соответственно. Схемы абсолютно одинаковые по функционалу и достоинствам. Из отличий: 1. иная цоколевка драйверов; 2. наличие входа SD, допускающего быстрое (единицы микросекунд) отключение драйвера с переводом выходных ПТ в запертое состояние, что позволяет организацию быстродействующей защиты; 3. увеличенная нагрузочная способность выходов IR2184, что позволяет использование более мощных ПТ, как MOSFET, так и IGBT-структуры. В схемах на рис.4, рис.5 показан пример построения защитного узла от превышения тока на маломощном тиристоре с использованием входа SD драйвера. Отпирание тиристора происходит при достижении на резисторе R108 (R208) уровня напряжения, достаточного для появления отпирающего тока тиристора. При появлении на входе SD микросхем низкого логического уровня в результате запирания тиристора, происходит запирание выходных транзисторов ПРН с последующим обесточиванием РАС. Это всего лишь один из простых примеров применения защиты. Схему ПРН можно питать от стабилизатора +12. +15В, изображенного на рис.6. Этот же стабилизатор можно использовать и для питания схем управления РАС.

Правильно собранный ПРН не нуждается в какой-либо настройке кроме подбора необходимого порога зажигания светодиода. Так, например, для составных транзисторов РЭ РАС порог желательно увеличить до 4-4,5В из-за их высокого значения напряжения насыщения. Желающим поэкспериментировать можно рекомендовать исследования поведения ПРН при изменении гистерезиса, варьируя порог срабатывания драйвера подбором сопротивления (47кОм-150кОм), включенного между выводами IN и VS микросхемы драйвера. При включении ПРН в составе с РАС, генерация (смотреть в точке соединения дросселя с ПТ) начинается сразу и при отсутствии нагрузки и минимальном напряжении на выходе РАС видны короткие по времени (в отношении к времени паузы – 1:10 и более) импульсы коммутации с амплитудой входного напряжения питания, удлиняющиеся по времени с одновременным повышением частоты коммутации при увеличении напряжения на выходе РАС или тока нагрузки. С момента превышения ширины импульса над временем паузы, частота ПРН начинает снижаться при дальнейшем нарастании напряжения на выходе РАС (рис.7).

Использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2110 — объяснение и примеры схем

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи.

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на , само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Читайте также:  Устройство для контроля за осанкой при сидении

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:


Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110


Рисунок 2 — Распиновка IR2110


Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:


Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.


Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

+MOSV может быть максимум 500В.

+VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.


Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста


Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.


Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)


Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.


Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня


Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК. Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения): http://tahmidmc.blogspot.com/2012/10/magic-of-knowledge.html

Я видел как на многих форумах, люди бьются с проектированием схем на IR2110. У меня тоже было много трудностей прежде чем я cмог уверенно и последовательно строить успешные схемы драйвера на IR2110. Я попытался объяснить применение и использование IR2110 довольно тщательно, попутно всё объясняя и используя большое количество примеров, и я надеюсь, что это поможет вам в ваших начинаниях с IR2110.

AterLux › Блог › 100% времени открытый nMOSFET в верхнем ключе, или про бутстрап с подкачкой

Полевые МОП-транзисторы с каналом p-типа, которые проще использовать в качестве верхнего ключа, сложнее в изготовлении, по сравнению с их n-канальными сородичами. В результате их выбор достаточно мал, они дороже, а сопротивление сток-исток часто оставляет желать лучшего при значительной ёмкости затвора.

Поэтому часто в качестве верхнего ключа используются транзисторы с каналом n-типа. Однако, управление ими представляет определённую сложность, поскольку для того, чтобы держать затвор открытым, на него необходимо подавать повышенное напряжение.

Одним из подходов является использование драйверов верхнего плеча, с бутстрапной схемой (bootstrap, она же иногда называются бустрапная, или даже бустрэпная, вобщем называют кто во что горазд).
International Rectifier выпускает целую кучу таких драйверов всех размеров и цветов на разный ток и способ подключения, одним из таких драйверов является IR2101 обеспечивающий ток заряда затвора управляемого транзистора до 130, а разряда до 270 миллиампер.

Читайте также:  Лазерная резка Endurance: настройки, пошаговая инструкция

Примерная схема включения вот:

IR2101 собирается в восминогих корпусах dip или so, работает при напряжении питания от 9 до 25 вольт и включает в себя два независимых драйвера: один для нижнего и один для верхнего ключа. При этом управляется логическими уровнями на напряжении от 3 Вольт. В этот драйвер встроена защита по напряжению, и при падении напряжения ниже 8,2 Вольта он перестаёт работать, пока напряжение не поднимется до 8,9 Вольт.

С нижним ключом всё понятно: выход LO в зависимости от логического уровня на входе LIN подключается либо к линии питания Vcc, что обеспечивает заряд затвора управляемого транзистора, либо к “земле” (com) что обеспечивает его разряд.

С верхним ключом всё немного сложнее. Схема имеет два дополнительных входа: VS и VB. Вход VS соединяется с истоком n-канального транзистора, а в такой схеме включения исток обращён к нагрузке. Когда на входе HIN низкий уровень, выход HO соединяется с входом VS и затвор разряжается. Напряжение же для заряда затвора берётся со входа VB. Очевидно, что когда транзистор открыт, напряжение на входе VB должно превышать напряжение питания, чтобы поддерживать затвор открытым.

Чтобы обеспечить повышенное напряжение и используется как раз та самая бутстрапная (бустрепная или как её там) схема, представляющая из себя диод D1 и конденсатор С1.

В тот момент, когда верхний ключ закрыт, конденсатор C1 заряжается через диод D1 и нагрузку, подключенную к транзистору. Когда же транзистор открыт, этот конденсатор своим зарядом обеспечивает то самое повышенное напряжение на входе VB.

О расчёте конденсатора можно почитать вот здесь.

Такой подход накладывает некоторые ограничения на тип нагрузки: например, цепь светодиодов уже не будет работать, поскольку не обеспечит заряд конденсатора.

Кроме того, заряд конденсатора со временем теряется на токи утечки, а значит схема должна работать в импульсном режиме, дабы конденсатор успевал подзаряжаться.

Напряжение в бортовой сети машины может быть использовано как для питания схемы, так и для подключения ключа. Но работа приборов в импульсном режиме, даже с достаточно большим коэффициентом заполнения, не всегда приемлема, да и пульсации тока могут создавать помехи для работы остального оборудования.

Чтобы транзистор был постоянно открыт, необходимо обеспечить подзарядку конденсатора С1. Мне в голову пришла идея как использовать драйвер нижнего ключа этой микросхемы для подзарядки бутстрапного конденсатора:

В схему добавлен диод D2 и конденсатор C2. Когда ключ управляется в импульсном режиме, конденсатор C1 заряжается через оба диода и работает в обычном бутстрапном режиме. Когда же ключ находится в постоянно открытом состоянии, на вход нижнего ключа подаётся меандр, в результате чего конденсатор C2 подключается на “землю”, в результате чего он сам заряжается через D2, после чего конденсатор подключается на линию питания, и через диод D1 поддерживает заряд конденсатора C1.

Важно, чтобы поддерживающий конденсатор был притянут к “земле” на то время, пока транзистор закрыт. Иначе, если он будет притянут к линии питания, то он начнёт заряжать конденсатор C1, который притянут к “земле” нагрузкой. Как следствие на конденсаторе C1 появится удвоенное напряжение, которое может превысить максимально допустимое для затвора транзистора няпряжение.

Для простоты оба входа можно подключить к ШИМ-выходам одного таймера микроконтроллера, которые будут работать синфазно. Но коэффициент заполнения для входа нижнего ключа выбирать всегда в 2 раза меньше, чем для верхнего.

В таком режиме подключения ключ сможет оставаться непрерывно открытым сколь угодно долго.

Схемы управления MOSFET и IGBT – Полупроводниковая силовая электроника

Разработчику энергосберегающей аппаратуры, который использует современную элементную базу силовой электроники, необходимо уметь правильно организовывать структуру управления мощными силовыми полупроводниковыми приборами. Ниже рассмотрим наиболее часто встречающиеся на практике случаи организации такого управления. В зависимости от конкретной ситуации можно использовать управление КМОП-логикой, эмитгерными повторителями, схемами управления с разделением цепей заряда и разряда входной емкости. Рассмотрим особенности организации управления с помощью КМОП-логики. На рис. 3.97 показан КМОП инвертор, образованный рМОП и пМОП транзисторами с индуцированным каналом.

Напряжение питания КМОП инвертора может изменяться в широких пределах. В статическом состоянии и без нагрузки такой элемент потребляет очень малый ток, поскольку один из транзисторов в статическом состоянии всегда закрыт. Если на входе инвертора напряжение логического нуля UQ, то Т1 открыт, а Т2 — закрыт, если напряжение логической единицы ί/, то Т2 открыт, а Т1 — закрыт.

На рис. 3.98 показан пример организации управления MOSFET-транзистором Т с помощью стандартного КМОП-инвертора. Схема управления мощным MOSFET с помощью КМОП логики является одной из самых простых, но такая схема эффективно работает при медленном переключении MOSFET. Оценим время переключения, например, для типовых выходных токов КМОП-инвертора, которые составляют

24 мА (или 0,024 А). Время заряда емкости затвора MOSFET определим из выражения:

Для стандартных значений Um = 5 В, С и = 4 нФ получаем, что время переключения At = 4 · 10 -9 · 5/0,024 = 833 · 10 -9 с = 833 нс.

Эффективным способом сокращения времени включения и выключения мощного полевого транзистора ТЗ является применение эмиттерных повторителей между логической схемой, ШИМ-контроллером и затвором транзистора, как показано на рис. 3.99 [15].

Рис. 3.99. Управление MOSFET и IGBT при помощи эмиттерных повторителей

При отпирании MOSFET включается транзистор Т1 верхнего плеча эмитгерного повторителя, который обеспечивает протекание входного тока транзистора ТЗ, величина которого определяется выражением:

Следовательно, поступающий через резистор R1 с выхода контроллера ток усиливается в β + 1 раз, что позволяет существенно уменьшить время включения MOSFET

При запирании MOSFET значение его входного тока будет определяться следующим выражением:

Резистор R3, включаемый между общей шиной и затвором мощного транзистора, необходим для устранения выхода из строя MOSFET (ТЗ) в случае, когда напряжение питания +Un не подано, а транзистор ТЗ уже запитан. Емкость С необходима для снижения уровня помех на затворе транзистора ТЗ.

Необходимо соблюдать следующее обязательное условие — элементы ΤΙ, Т2, R2, R3 должны быть расположены на плате в непосредственной близости с транзистором ТЗ.

При большой мощности, переключаемой MOSFET (в нагрузке 1,5 кВт и более), цепи заряда и разряда входной емкости С и транзистора ТЗ следует полностью разделить, как это показано на рис. 3.100, причем при выборе резисторов R2, R3 эмитгерного повторителя необходимо обеспечивать условие: R3 много меньше R2,

Рис. 3.100. Управление MOSFET с разделением цепей заряда и разряда входной емкости

Рис. 3.101. Управление стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT

Отдельного внимания требует рассмотрение особенностей организации управления стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT, которая достаточно часто встречается на практике. Специальные устройства для управления MOSFET и IGBT могут непосредственно подавать напряжение на затвор, обеспечивая при этом необходимую величину тока заряда входной емкости. Дополнительный транзистор требуется в затворной цепи для обеспечения режима быстрого для быстрого запирания MOSFET (рис. 3.101) [15].

Схема работает следующим образом. Два выходных сигнала от управляющего драйвера находятся в противофазе. При высоком напряжении на выводе DRV1A (по отношению к DRV1B) на выводе DRV2A имеет место низкое напряжение (по отношению к DRV2B), и наоборот. Резисторы R2 и R4 обеспечивают поддержание закрытого состояния транзисторов Т1 и Т2 при отсутствии сигналов на выходе драйвера.

Низкоомные резисторы R1 и R3 ограничивают значения токов выходных каскадов драйвера. При отпирании одного из транзисторов (например, Т1) высокое напряжение с выхода 1 (DRV1A) драйвера через диод D1 поступает на затвор Т1. Транзистор ТЗ в интервале открытого состояния Т1 оказывается запертым. Если напряжение на данном выходе драйвера близко к нулю, биполярный транзистор открывается, а входная емкость быстро разряжается через открытый р-п-р транзистор.

В отдельных случаях применяется схема управления с помощью трансформатора, когда использование драйвера по каким-то причинам невозможно или когда нужна гальваническая развязка между ШИМ-контроллером и силовым ключом.

Рис. 3.102. Управление стойкой (полумостом) MOSFET и IGBT с помощью трансформатора

На представленной схеме нижний MOSFET управляется непосредственно от ШИМ-контроллера, а верхний — от трансформатора. Такой способ применим, когда используются полевые транзисторы не очень большой мощности, а частота их переключения в устройстве достаточно высокая, что не позволяет использовать ИМС драйвера.

Источник: Белоус А.И., Ефименко С.А., Турцевич А.С., Полупроводниковая силовая электроника, Москва: Техносфера, 2013. – 216 с. + 12 с. цв. вкл.

Выбор драйвера для MOSFET (пример расчета по параметрам)

Управление затвором полевого транзистора — важный аспект в разработке любого современного электронного устройства. Например, когда в импульсном преобразователе используется только нижний силовой ключ, и решение принято в пользу использования индивидуального драйвера в виде специализированной микросхемы, необходимо решить задачу подбора подходящего драйвера, чтобы он смог удовлетворить следующим условиям.

Во-первых, драйвер должен будет обеспечить надежное открывание и закрывание выбранного ключа. Во-вторых, необходимо соблюсти требования относительно адекватной длительности переднего и заднего фронтов при коммутации. В-третьих, драйвер сам не должен перегружаться работая в схеме.

На данном этапе целесообразно начать с анализа данных из документации на полевой транзистор, и уже исходя из них определить, какими должны быть характеристики драйвера. После этого останется выбрать конкретную микросхему драйвера из предлагаемых на рынке.

Амплитуда управляющего напряжения — 12 вольт

В datasheet на полевой транзистор есть параметр Vgs(th) — это минимальное напряжение между затвором и истоком, при котором транзистор уже начнет потихонечку открываться. Обычно его величина находится в пределах 4 вольт.

Далее, когда напряжение на затворе поднимется примерно до 6 вольт, себя обязательно проявит такое явление как «плато Миллера», заключающееся в том, что в процессе открывания транзистора, из-за индуцированного воздействия падающего напряжения на стоке, емкость затвор-исток временно как бы увеличится, и хотя затвор продолжит получать заряд от драйвера, напряжение на нем относительно истока в течение какого-то времени дальше не повысится.

Однако после преодоления плато Миллера напряжение на затворе продолжит линейно нарастать, и ток стока линейно достигнет своего максимума как раз к тому моменту, когда напряжение на затворе составит примерно 7-8 вольт.

Поскольку процесс заряда любой емкости протекает по экспоненте, то есть в конце он всегда замедляется, то для более скорого заряда затвора, чтобы не затягивать процесс открывания транзистора, выходное напряжение драйвера Uупр принимают равным 12 вольт. Тогда 7-8 вольт — это будет как раз 63% от амплитуды, до которых напряжение будет расти почти линейно в течение времени равного 3*R*Ciss, где Ciss – текущая емкость затвора, а R – сопротивление на участке затвор-исток.

Читайте также:  Нарезка 3D-модели лазером Endurance – пошаговая инструкция

Полный заряд затвора Qg

Когда напряжение драйвера выбрано, в расчет принимают полный заряд затвора Qg. Это место компромисса между пиковым током драйвера Iмакс и временем открывания транзистора Tвкл. Сначала узнают полный заряд затвора Qg, который драйвер должен будет передавать затвору в начале каждого рабочего цикла ключа, а в завершении каждого цикла — снимать с затвора.

Полный заряд затвора найдем по графику из datasheet, где в зависимости от напряжения, которое изначально предполагается на стоке, Qg при 12 вольтах Uупр будет разным.

За какое время должен полностью заряжаться затвор — это на самом деле зависит или от того, какой длительности необходимо получить фронт открытия силового транзистора, или от того, какой имеется в распоряжении драйвер. Выбираемый драйвер должен будет иметь подходящие параметры Rise Time и Fall Time.

Но поскольку мы решили, что будем выбирать драйвер исходя в первую очередь из потребностей разрабатываемой схемы, то начинать расчет будем именно со времени, за которое транзистор должен будет полностью открыться (или закрыться). Разделим заряд затвора Qg на величину требуемого времени открытия (или закрытия) ключа Tвкл(выкл) – получим средний ток, выходящий из драйвера, проходящий через затвор:

Пиковый ток драйвера Iмакс

Так как в целом процесс заряда затвора протекает практически равномерно, то можно считать, что выходной ток драйвера снизится почти до нуля к моменту полного заряда затвора (до напряжения Uупр). Следовательно примем пиковый ток драйвера Iмакс равным удвоенному значению среднего тока: Iмакс=Iср*2, тогда драйвер точно не перегорит от перегрузки по выходному току. В итоге выбираем драйвер исходя из Iмакс и Uупр.

Если же драйвер уже имеется в нашем распоряжении, а Iмакс получился больше, чем пиковый ток драйвера. Просто разделим амплитуду управляющего напряжения Uупр на значение максимального тока Iмакс.драйвера.

По закону Ома получим значение минимального сопротивления, которое необходимо иметь в цепи затвора, чтобы ограничить ток заряда затвора величиной заявленного в datasheet пикового тока для имеющегося драйвера:

В datasheet бывает указано значение Rg – сопротивление участка затвор-исток. Его важно учесть, и если этой величины окажется достаточно, то тогда и внешнего резистора не нужно. Если же нужно еще более ограничить ток — придется добавить еще и внешний резистор. Когда добавлен внешний резистор, это скажется на времени открывания ключа.

Увеличенный параметр R*Ciss не должен привести к превышению желательной длительности переднего фронта, поэтому данный параметр необходимо вычислить.

Что касается процесса запирания ключа, то здесь расчеты ведутся аналогично. Если же необходимо чтобы длительности переднего и заднего фронтов управляющих импульсов отличались между собой, то можно поставить раздельные RD-цепочки на заряд и на разряд затвора, чтобы получить различные постоянные времени для начала и для завершения каждого рабочего цикла. Опять же важно помнить что выбираемый драйвер должен будет иметь подходящие параметры минимальных Rise Time и Fall Time, которые обязаны оказаться меньше требуемых.

Digitrode

цифровая электроника вычислительная техника встраиваемые системы

Двигатели постоянного тока и управление ими с помощью широтно-импульсной модуляции. Часть 2.

В первой части мы под общим ракурсом рассмотрели, что такое коллекторные двигатели постоянного тока, и как ими управляют с помощью модулированных по широте сигналов. Теперь самое время рассмотреть на довольно простом примере, как все это работает на практике.

Как-то понадобилось мне запустить движок Д21 У3. Это ДПТ средней мощности с независимым возбуждением. Вот его основные электрические параметры:

– номинальная мощность 4,5 кВт

– номинальное напряжение 220 В

– номинальный ток 26 А

– скорость 1030 оборотов в минуту.

В качестве силовых ключей были выбраны MOSFET -транзисторы IRF 644, хотя сначала выбор пал на мощные IGBT IRG4PC50 с напряжением 600 В и током 39 А. Но поскольку согласно технологическому процессу не требовалась высокая скорость и работа двигателя под большими токами, то с экономической точки зрения MOSFET типа IRF 644 с напряжением 250 В и током 14 А оказался куда выгоднее (либо четыре штуки IRF 644 за 32 рубля, либо столько же IRG4PC50 за 180 рублей, думаю, разница есть). В общем, при выборе оборудования нужно всегда учитывать различные условия тех.процесса, и при разработке критически важных приложений (если в случае аварии могут пострадать люди или дорогостоящее оборудование), следует выбирать элементы с запасом по параметрам, например, IRG4PC50 был бы хорошим выбором, а в случае систем с ограниченным бюджетом можно проанализировать «потолок» требуемых параметров и взять оптимальные с экономической точки зрения вещи. Но даже в этом случае нужно обязательно предусматривать защиты (по превышению напряжения, тока).

Для того, чтобы подавать на затворы транзисторов правильное напряжение в правильном порядке необходимы драйверы, на входы которых через опторазвязку будут поступать управляющие импульсы с контроллера. Драйверы IRS 21094 и двухканальные оптопары HCPL -2231 оказались вполне подходящими для данной задачки. Схему с их участием можно увидеть на рисунке 1.

Рисунок 1 – принципиальная схема системы ШИМ-управления ДПТ

Подробного описания принципа работы здесь заслуживают полумостовые драйверы. Полумостовые они потому, что имеют два канала – HO , управляющий затвором транзистора верхнего плеча и LO , управляющий затвором транзистора нижнего плеча. Зачем нужны вообще драйверы подобного рода? Разве нельзя просто подавать с управляющего устройства на транзисторы нужные импульсы? Для транзистора, что находится внизу, может быть и можно. Но для того, что уютно расположился в верхнем плече, нужно смещение управляющего напряжение на приличное количество вольт. Данный драйвер позволяет довести это напряжение ( VB ) до 625 В, «накачав» его через диод. Землей для верхнего плеча здесь будет являться ( VS ), относительно которой и будут подаваться управляющие импульсы. Землю же для нижнего плеча будет определять вывод COM .

Со стороны информационной системы драйвер имеет два входа для управляющих сигналов – IN и SD . Диаграмма зависимости выходных сигналов от входных приведена на рисунке 2.

Рисунок 2 – пояснение принципа работы драйвера IRS21094

Во-первых, мы видим, что драйвер обеспечивает невозможность одновременной подачи импульсов на HO и LO , и это хорошо, иначе образовалась бы закоротка и, возможно, получился бы небольшой праздничный фейерверк. Теперь о том, как конкретно управляют выходом входы IN и SD . SD решает всё – не будет логической «1» на этом контакте, значит не будет ничего и на выводах HO и LO . Если же на SD будет «1», а на IN будет «0», то на нижнее плечо будет подан импульс. Но если IN будет в состоянии «1», то импульс отправится на верхнее плечо. Внимательно проанализировав рисунок, всё станет понятно.

В обвязке драйвера также следует упомянуть резистор, подключаемый к выводу DT . Он необходим для установки «мертвого» времени, то есть промежутка, в котором гарантированно не будут подаваться импульсы, что позволит избежать одновременного открытия плечей моста, приводящего транзисторы в скоропостижной смерти. Этот резистор может отсутствовать (закоротка на землю), что гарантирует минимальное «мертвое» время 540 нс, максимальное время 5 мкс обеспечивается при 200 КОм.

Учитывая всё вышесказанное, можно изобразить диаграмму управляющих импульсов по входу и выходу драйверов, из которой будет ясен принцип программирования контроллера и работы устройства в целом.

На диаграмме показаны случаи движения в обоих направлениях с торможением и остановом в каждом случае.

Итак, теперь как это запрограммировать? Ниже будет приведен код, написанный на языке C для МК dsPIC 30 F 6014 A и реализующий диаграмму рисунка 3. Из него выкинуто все лишнее, связанное с инициализацией контроллера и прочими вспомогательными элементами. Данный код подойдет практически к любому контроллеру, так как в целях масштабируемости (планировался переход на более простые восьмиразрядники) здесь не используются модули ШИМ, а синтезируются сигналы требуемой ширины «вручную» с помощью прерываний. Это снижает требование к микроконтроллеру, у которого может быть меньше четырех ШИМ-выводов или вовсе их может не быть.

Краткий пересказ алгоритма таков… С панели оператора, системы регулирования или откуда-либо еще поступает сигнал задания, который записывается в переменную Uz_pwm. Чтобы величина задания не превышала определенного максимального уровня, нужно предусмотреть ограничение как для работы в положительной полярности, так и в отрицательной (у меня эти величины 2000 и -2000, соответственно, при этом период таймера равен 0x07FF). Затем поведение программы зависит от того, какой полярности было подано задание, или вообще не подано (т.е. задание в нуле). Рассмотрим случай прихода положительного сигнала задания. С помощью конструкции switch – case «переключаем» переменную Phs_p_pwm1. Изначально она должна равняться 0, и в этом случае для порядка обнуляем «переключалки» других состояний: отрицательного задания Phs_n_pwm1 и задания в нуле Phs_z_pwm1. Здесь же обнуляем рабочий таймер (в данном случае TMR 2), разрешаем от него прерывания и включаем его.

Выводы драйверов сидят на порту D в такой последовательности: IN 1 – нулевой бит, SD 1 – первый, IN 2 – второй и SD 2 – третий бит. Для формирования первого импульса в соответствии с рисунком 3 в порт запишем b 1011 (0x0B). Затем присвоим Phs_p_pwm1 значение 1, чтобы дальше перейти на условие, которое присваивает порту b 1111 (0x0F) при значении TMR2 больше или равном текущему заданию на ШИМ, что в итоге «закончит» этот импульс. Далее делаем Phs_p_pwm1 = 2 для перехода на следующий этап, который будет находиться в обработчике прерываний. В нем по окончанию счета таймера при заданном периоде в случае, если Phs_p_pwm1==2, на порт выдаем b 1011 (0x0B), что начнет новый импульс, и Phs_p_pwm1 приравняем этапу номер 3, который будет уже в основном цикле программы.

В случае Phs_p_pwm1=3 на порт выводим b 1010 (0 x 0 A ), это гасит очередной импульс, и задаем этап №4 (Phs_p_pwm1 = 4), который снова ищем в обработчике. Здесь мы снова генерируем импульс ( PORTD =0x0B) и возвращаемся в основную программу, приравняв Phs_p_pwm1=1 для того, чтобы цикл формирования импульсов начался заново. Алгоритм работы в отрицательной полярности выполняется аналогичным образом с поправкой на выходные значения порта D .

Теперь все описанное изобразим в виде кода. Часть, выполняемая в основном цикле программы:

Обработчик прерывания по таймеру:

Вот такой простой ШИМ-генератор из одного таймера.

Ссылка на основную публикацию